Збільшення потужності стабілізованих джерел

Одним з найбільш поширених вимог під час доопрацювання джерел живлення є збільшення вихідного струму або потужності. Часто це може бути пов'язано з вартістю і труднощами при проектуванні і виготовленні нового джерела. Розглянемо кілька способів збільшення вихідної потужності існуючих джерел.

Перше, що взагалі приходить на розум, - паралельне включення потужних транзисторів. У лінійному стабілізаторі це відносилося б до прохідних транзисторів або, в деяких випадках, до паралельних стабілізуючим транзисторам. В таких джерелах просте з'єднання однойменних висновків транзисторів зазвичай не дає практичних результатів через нерівномірний розподіл струму між транзисторами. При підвищенні робочої температури нерівномірний розподіл навантаження стає ще більшим доти, поки практично весь струм нафузки не потече через один з транзисторів. Запропонований варіант може бути реалізований за умови, що паралельно з'єднані транзистори мають абсолютно ідентичні характеристики і працюють при однаковій температурі. Така умова практично не піддається реалізації через відносно великих разбросов в характеристиках біполярних транзисторів.

З іншого боку, якщо в лінійному стабілізаторі використовуються потужні МОП-транзистори, просте їх запаралелювання працювати буде, тому що ці пристрої мають температурні коефіцієнти іншого знака в порівнянні з потужними біполярними транзисторами і не будуть піддаватися сильному нафеву або перерозподілу струму. Але МОП-транзистори використовувалися частіше в ПІП, ніж в лінійних стабілізаторах (наше розгляд Цих не імпульсних стабілізаторів дає деяке розуміння проблем паралельного включення транзисторів і в імпульсних стабілізаторах).

Мал. 17.24 показує, як здійснювати паралельне включення транзисторів в лінійному або імпульсному джерелі живлення. Резистори з невеликим опором, включені в ланцюзі емітерів біполярних транзисторів, забезпечують індивідуальне зсув між базою і емітером, що перешкоджає можливості збільшення частки струму, що протікає через будь-якої з транзисторів. Хоча застосування цих так званих баластних емітерний резисторів дуже ефективно при небезпечному перерозподіл струмів або підвищенні температури, слід використовувати саме мінімальне опір резисторів, яке досить для цієї мети. В іншому випадку буде розсіюватися помітна потужність, що особливо небажано в імпульсних стабілізаторах, де основною перевагою є високий к.к.д. Не дивно тому, що баластні емітерний резистори мають опору порядку 0,1 Ома, 0,05 Ома або менше, а фактична величина буде, звичайно, залежатиме насамперед від струму емітера конкретного джерела. В якості оцінки можна прийняти величину 1 //, де / - максимальний струм емітер (або колектора).

Замість емітерний резисторів, іноді можна вирівняти розподіл струму в паралельно з'єднаних біполярних транзисторах, включаючи кілька більш високоомні резистори в ланцюг бази. Вони зазвичай мають опір від 1 до 10 Ом. Хоча повне розсіювання потужності в цьому випадку менше, але ефективність нижче, ніж при використанні емітерний резисторів.

Мал. 17.24. Спосіб паралельного включення потужних біполярних транзисторів. Будь-яка спроба окремого транзистора пропускати більший струм або перегрітися запобігається завдяки напрузі зміщення на його емітерний резисторі.

В імпульсному стабілізаторі недостатньо просто подбати про розподіл струму в описаних статичних умовах; до уваги необхідно також прийняти динаміку процесу перемикання. Це вимагає більшої уваги до узгодженості транзисторних характеристик. Практично виявлено, що два потужних транзистора одного і того ж типу і назви можуть вести себе при перемиканні по-різному, один з них може бути трохи повільніше, ніж інший. Хоча небезпека такого розбіжності можна звести нанівець введенням баластних емітерний резисторів, їх опору, можливо, доведеться вибирати досить високими в порівнянні з випадком, коли характеристики транзисторів близькі. Однак навіть якщо динамічні характеристики окремих транзисторів в паралельному з'єднанні досить близькі.

вплив нерівної довжини провідників або неідентичних розводка можуть викликати суттєві відмінності в потужності, що розсіюється.

Найчастіше виявляється, що можна подвоїти вихідну потужність, з'єднавши паралельно два біполярних транзистора і, швидше за все, не буде потрібно модернізувати задає каскад. Однак в інших випадках, ймовірно, буде необхідний більший струм від пристрою, що задає. Таким чином, при трьох, чотирьох або більшій кількості вихідних транзисторів в заданому каскаді також буде потрібно паралельне з'єднання транзисторів. Іноді виявляється, що в заданому пристрої доцільніше застосувати транзистор з більшою номінальною потужністю.

Потужні МОП-транзистори можна включати паралельно без баластних резисторів. Часто чотири або більше таких транзисторів можуть працювати від задає каскаду, який працював з одним транзистором. Однак метод, показаний на рис. 17.25, рекомендується для попередження паразитних коливань в діапазоні метрових і дециметрових хвиль. З ферріто-вимі намистинками може знадобитися деякий експериментування. Часто ефективне загасання забезпечується введенням двох або трьох витків дроту. Інший метод пропонує використовувати невеликі плівкові різі-стсфи з опором від 100 до 1000 Ом в ланцюзі затвора. Стабілітрони, показані на рис. 17.25, включені в структури спеціально розроблених МОП-транзисторів. Інші МОП-транзистори не мають такого захисту затвора, але метод паралельного включення залишається тим же самим.

Мал. 17.25. Спосіб паралельного включення потужних МОП-транзисторів. Це простий шлях збільшити навантажувальну здатність по струму як імпульсних, так і лінійних стабілізаторів. Феритова намистинка в ланцюзі затвора пригнічує високочастотну паразитне генерацію. Стабілітрони знаходяться всередині транзисторів. Siliconix.

Потужний імпульсний каскад на МОП-транзисторі може застосовуватися також в послідовній схемі, щоб забезпечити більш високу напругу на виході. Схема такого пристрою зображена на рис. 17.26 для двох транзисторів, але їх кількість може бути і більше. Цікавою рисою цього методу є те, що вхідний сигнал подається тільки на один МОП-транзистор. Відбувається це тому, що на затворі іншого

МОП-транзисторів є напруга +15 В відносно землі; цей МОП-транзистор готовий проводити, як тільки ланцюг його витоку виявляється замкнутою запускаються МОП-транзистором. Така конструкція дозволяє подвоїти потужність, що підводиться до навантаження в порівнянні з тією яку можна отримати від одного МОП-транзисторів; в той же самий час кожен МОП-транзистор працює в межах номінальної напруги між стоком і витоком. /? С-ланцюг в ланцюзі затвора верхнього МОП-транзистора здійснює динамічне балансування напруг на затворах двох МОП-транзисторів. У першому наближенні R \ C \ повинна дорівнювати В2С2,

Мал. 17.26. Послідовне з'єднання потужних МОП-транзисторів для подвоєного робочої напруги. Цей метод можна поширити на більше число потужних МОП-транзисторів. Зверніть увагу, що сигнал запуску надходить тільки на один затвор. Хоча показаний спеціалізований потужний МОП-транзистор має внутрішній стабілітрон, більшість інших його не мають. Siliconex.

Оскільки з'явилися потужні високовольтні МОП-транзистори, послідовна конфігурація не використовується як раніше, коли ці транзистори тільки стали конкурентоспроможними з біполярними транзисторами. Крім того, властива їм легкість роботи в паралельному режимі виключає труднощі при розрахунку схем. Паралельна конфігурація простіше в реалізації, тому що легше забезпечити однакові температурні умови, які потрібно в обох схемах для оптимальної роботи. Послідовний варіант може бути обраний в системах, де постійне робоче напруга перевищує номінальне значення для одного МОП-транзистора.

Мало того, що деякі потужні МОП-транзистори містять у вхідному ланцюзі еквівалент стабилитрона для захисту затвора, виробники цих пристроїв можуть включити в вихідний ланцюг «фіксує» діод. З цієї причини в багатьох ПІП і схемах управління двигунами, що використовують потужні МОП-транзистори не включають звичайний фіксуючий діод, який використовується в схемі з біполярним транзистором. Це можна віднести до додаткових переваг, так як зменшується число використовуваних компонент і знижується вартість. Коли для збільшення допустимої потужності застосовується паралельне з'єднання, це може бути особливо істотно, тому що не потрібно розрахованого на великі струми, дорогого «зовнішнього» діода. Однак слід вивчити технічні умови виробника, щоб встановити, чи підходить для конкретного застосування використовуваний пристрій. У деяких випадках може знадобитися зовнішній діод Шотки або діод з малим часом відновлення, щоб забезпечити дуже високу швидкість перемикання індуктивних навантажень.

Спосіб підвищення вихідної потужності з використанням комплементарних транзисторів вже згадувався на прикладі біполярних транзисторів (рис. 2.8 і 2.12). До недавнього часу прості схеми і хороші характеристики цього методу були доступні тільки при використанні біполярних потужних транзисторів, де були узгоджені пари прп ​​і рпр транзисторів. Однак тепер кілька виробників розмістили на ринку / ^ - канальні МОП-транзистори, які мають характеристики, дзеркальні по відношенню до л-канальним, тому можна створювати схеми на потужних комплементарних МОП-транзисторах. Хоча схеми на біполярних транзисторах, зображені на рис. 2.8 і рис. 2.12, є генераторами з насичує сердечником, варто відзначити, що лише невеликі зміни необхідні в схемі і режимі роботи, щоб отримати інвертори або перетворювачі з зовнішнім збудженням. Крім того, використовуючи ланцюга зворотного зв'язку і управління, подібні до тих, що застосовувалися в інших стабілізаторах, можна реалізувати стабілізовані джерела.

В даний час є кілька напівпровідникових фірм, таких як International Rectifier, Intersil, Supertex і Westinghouse, які виробляють потужні МОП-транзистори, які підходять для застосування в комплементарних схемах. Перешкоди, які затримали поява кремнієвих рпр потужних транзисторів, не настільки серйозні при виробництві / ^ - канальних МОН-транзисторів. Тому можна очікувати, що інші компанії скоро будуть торгувати пристроями, що містять пару комплементарних МОП-транзисторів для імпульсних застосувань.

Ще одна схема, в якій складаються потужності, показана на рис. 17.27. Тут виходи ідентичних вихідних каскадів з'єднані послідовно, що дозволяє ефективно поєднувати можливості транзисторів без застосування баластних резисторів. Це прекрасний спосіб обійтися без потужних транзисторів, що працюють з більш високими напругами або номінальними струмами, - такі пристрої можуть бути або недоступні або дуже дорогі. Це пристрій краще розглянути на початковому етапі конструювання інвертора або стабілізованого джерела, тоді буде легко визначити вхідні і вихідні обмотки трансформаторів. Фазування вторинних обмоток вихідних трансформаторів повинно бути таким, щоб вихідні напруги складалися. Щодо легко отримати рівний внесок струмів від потужних транзисторів і добре, якщо все транзистори працюють при одній і тій же температурі. Зазвичай це досягається шляхом застосування загального радіатора. В цьому відношенні схема із загальним колектором, а не показана на малюнку схема із загальним емітером, більш краща, оскільки не потрібно ніякої ізоляції між корпусом транзистора і радіатором.

Мал. 17.27. Схема подвоєння вихідної потужності інвертора або імпульсного стабілізатора. Цей метод не потребує дорогих або недоступних високовольтних або призначених для роботи при великих токах транзисторів. На відміну від схем з паралельним включенням транзисторів тут не потрібні баластні резистори, що розсіюють потужність.

До недоліків цього методу можна віднести високу вартість, а також збільшені габарити і вага. Це справедливо тому, що два трансформатора дорожче, ніж один, що має вдвічі більшу номінальну потужність. Габарити двох трансформаторів будуть, як правило, перевищувати розміри одного трансформатора тієї ж потужності. Істотними є чи ні ці чинники залежить, звичайно, від конкретних обставин, пов'язаних з особливостями системи.

Хоча на рис. 17.27 показані два вихідних каскаду, об'єднувати можна і більше число каскадів. Але основну ідею, запропоновану тут, не слід плутати з варіантом, показаним на рис. 2.10, де використовується один вихідний трансформатор, а пари вихідних транзисторів з'єднані послідовно по відношенню до джерела постійної напруги. Схема на рис. 17.27 краще для інверторів із зовнішнім збудженням і ПІП, а схема на рис. 2-10 краще підходить для реалізації інвертора з насичує сердечником. У схемі, наведеній на рис. 17.27, можна використовувати один сердечник для всіх вхідних трансформаторів і один для вихідних. Звичайно, це так, проте використання окремих трансформаторів, як показано на малюнку, представляється найбільш розумним для випробувань, оцінки можливостей, вимірювання та експлуатації.

Прикладом гнучкості схеми на рис. 17.27 �� можливість використовувати в якості однієї з пар потужні /? / 7 /? - транзистори. Хоча це не призводить до схеми з комплементарними транзисторами в звичайному сенсі, але в деяких випадках виявляється простіше отримати необхідну сумарну потужність. По змінному струмі функціонування схеми не змінилося.

Цікавий спосіб подвоїти вихідний струм і, тому, вихідну потужність одно-транзисторного імпульсного стабілізатора, показаний на рис. 17.28. Сигнал на додатковий переключающий транзистор Q2 надходить із зсувом на 180 ** по відношенню до сигналу, що надходить на основний транзистор Q \. Цей зсув фази здійснюється за допомогою трансформатора 71. Хоча ставлення числа витків первинної і вторинної обмоток можна взяти рівним 1, низькі вхідні опору транзисторів зазвичай вимагають для досягнення оптимального результату використовувати понижуючий трансформатор. В цьому випадку вторинна обмотка з відведенням від середини забезпечить більш низьку напругу на базі кожного транзистора, ніж наявне на первинній обмотці. (Це, крім того, знижує ймовірність зворотного пробою емітерний переходів транзисторів. Корисним може виявитися включення в ланцюг бази (на малюнку не показано) резистора з малим опором.)

Буде потрібно також котушка індуктивності L2 аналогічна котушці L \, Додатковий «фіксує» діод D2 ідентичний диоду D \. Подвоєння вихідного струму стабілізатора не єдине, що дає додатковий переключающий транзистор. У цій схемі подвоюється частота пульсацій і вдвічі зменшується їх амплітуда. Таким чином, з колишньою ємністю вихідного конденсатора С1 на виході стабілізатора маємо більш чисте постійна напруга. Інший варіант полягає в тому, щоб зберегти характеристики одно-транзисторної схеми, зменшуючи ємність конденсатора С1. Цей варіант дозволяє дещо скоротити габарити і вартість. Якщо слідувати цій методиці на початковій стадії проектування, то можна вибрати менш дорогі переключають транзистори, тому що кожен повинен буде переключатися з частотою, яка дорівнює половині частоти пульсацій на виході.

Мал. 17.28. Метод подвоєння вихідного струму імпульсного стабілізатора. Цей метод забезпечує не тільки збільшення вихідної потужності, а й зменшує пульсації вихідної напруги. (А) Спрощена схема звичайного імпульсного стабілізатора. (В) Модифікована схема для подвоєння вихідного струму.

Щоб скористатися перевагами цієї схеми, нестабілізований джерело постійної напруги повинен, звичайно, забезпечувати струм, вдвічі більший необхідного для одно-транзисторного стабілізатора. Схеми на рис. 17.28 А і В являють собою стабілізатори із зовнішнім збудливим сигналом, що має фіксовану частоту. Якщо застосовувати цей метод в автоколебательном стабілізаторі, то можуть зустрітися деякі труднощі і, природно, буде потрібно експериментальна доведення. Пов'язано це з тим, що частота пульсацій, використовуваних в колі зворотного зв'язку, вдвічі вище частоти перемикань.